МОДЕЛИРОВАНИЕ СХЕМЫ ИСТОЧНИКА ТОКА ДЛЯ ПОДДЕРЖАНИЯ РАЗРЯДА В ЛАМПАХ НАКАЧКИ ТВЕРДОТЕЛЬНЫХ ЛАЗЕРОВ
МОДЕЛИРОВАНИЕ СХЕМЫ ИСТОЧНИКА ТОКА ДЛЯ ПОДДЕРЖАНИЯ…
УДК 621.314
МОДЕЛИРОВАНИЕ СХЕМЫ ИСТОЧНИКА ТОКА ДЛЯ ПОДДЕРЖАНИЯ РАЗРЯДА В ЛАМПАХ НАКАЧКИ ТВЕРДОТЕЛЬНЫХ ЛАЗЕРОВ
В.В. Тогатов, Е.М. Соложина, Р.А. Сидоров
Предложена схема поддержания разряда в лампах накачки твердотельных лазеров. Разработана математическая модель процессов в схеме, по результатам анализа которой дана методика расчета параметров схемы и построена ее вольт-амперная характеристика. Сформулировано условие получения максимальной частоты коммутации в схеме. Ключевые слова: источник тока, лампа накачки, поддержания разряда, вольт-амперная характеристика, условие
максимальной частоты коммутации.
Введение
В работе [Л] приведена простая схема поддержания разряда в лампах накачки твердотельных лазеров. Относительно лампы накачки и накопительного конденсатора эта схема симметрична силовой схеме, причем обе схемы имеют общую шину. Это позволило для питания обеих схем использовать один высоковольтный источник. Однако в ряде применений цепь лампы в схеме поддержания разряда должна быть гальванически развязана. Кроме того, у ламп с большой длиной разрядного промежутка величина напряжения, при котором схема «подхватывает» поджиг, может превосходить 1000 В, что превышает напряжение питания силовой схемы. В этих случаях предпочтительнее использование предложенной в данной работе полумостовой резонансной схемы на МОП-транзисторах.
Особенностью схемы поддержания разряда является то, что величина выходного напряжения схемы при переходе от режима холостого хода к режиму работы под нагрузкой может измениться на порядок. До поджига лампы схема поддерживает на выходе заданное высокое напряжение (1000 В и выше). После поджига это напряжение резко падает и устанавливается в соответствии с вольт-амперной характеристикой лампы и величиной выходного тока, определяемого режимом работы схемы.
В отличие от используемых полумостовых схем, в предлагаемой схеме накопительные конденсаторы шунтированы обратными диодами, что позволило эффективнее использовать коммутирующие транзисторы и избежать неконтролируемого перезаряда конденсаторов в контурах с высокой добротностью. При проектировании схемы анализировалась ее работа в двух режимах: холостого хода (при выключенной лампе) и под нагрузкой (после поджига лампы).
Режим холостого хода
Схема поддержания разряда на МОП-транзисторах VT1 и VT2 (рис. 1) получает питание от источника постоянного напряжения (на схеме не показан), шунтированного фильтровым конденсатором CIN. Напряжение источника UIN делится между конденсаторами C1 и C2 с равными емкостями C1 = C2 = C, которые шунтированы обратными диодами VD1 и VD2. В диагональ моста включены дроссель L1 и первичная обмотка трансформатора Т1 с индуктивностями намагничивания L и рассеяния LS. Вторичная обмотка трансформатора подключена к схеме удвоения напряжения, состоящей из конденсаторов C3, C4 и диодов VD3, VD4. Высоковольтное напряжение UOUT с выхода удвоителя через дроссель L2 (на схеме не показан) подключено к электродам лампы.
Управление транзисторами VT1 и VT2 осуществляется драйвером IRS21531DS, который задает частоту работы схемы и формирует на выходах LO и HO прямоугольные импульсы напряжения с равной
амплитудой и длительностью. При этом начало импульса на одном выходе сдвинуто относительно конца
импульса на другом на 0,5 мкс.
Проанализируем работу схемы в режиме холостого хода (до поджига лампы), имея в виду, что
транзисторы VT1 и VT2 поочередно переключаются через равные промежутки времени. При этом каждый из конденсаторов С1 и С2 поочередно разряжается с напряжения UIN до нуля в течение одного полупериода и вновь заряжается до напряжения UIN в течение следующего полупериода.
Для определенности будем считать, что в начале рассматриваемого этапа (t = 0) напряжение на
конденсаторе C1 равно UIN, а на С2 – нулю. Иными словами uC1(0) = UIN и uC2(0) = 0. Ток через индуктивность L1 и первичную обмотку трансформатора в начале этапа также равен нулю: iL(0) = 0.
При включенном транзисторе VT1 происходит резонансный разряд конденсатора C1 через индуктивность L1 и первичную обмотку трансформатора. Напряжение на C1 uC1(t) и ток через индуктивность контура iL(t) изменяются по закону
uC1 t UIN cos
t, 2LC
(1)
iL t U IN
2C sin L
t. 2LC
(2)
В этих выражениях L = L1 + L – суммарная индуктивность контура разряда, C – емкость конденсаторов C1 и C2.
50 Научно-технический вестник Санкт-Петербургского государственного университета
информационных технологий, механики и оптики, 2011, № 4 (74)
В.В. Тогатов, Е.М. Соложина, Р.А. Сидоров
IN
a
IN b
OUT
OUT IN
Рис. 1. Принципиальная электрическая схема
Если при изменении полярности напряжения на C1 не происходит выключения VT1, то диод D1
смещается в прямом направлении, и ток iL коммутирует из цепи C1 в цепь VD1. В дальнейшем этот ток
замыкается в новом контуре вплоть до выключения VT1. После выключения VT1 в момент t = t1 происхо-
дит быстрый заряд собственной емкости транзистора VT1 CVT1 до напряжения UIN и разряд емкости тран-
зистора VT2 CVT2 до нуля за время
t
U IN
CVT1 CVT iL t1
2
.
(3)
В этом выражении iL(t1) – ток через индуктивность L в момент выключения VT1. Если время выключения транзистора VT1 в несколько раз меньше величины Δt в (3), то выключение VT1 происходит при напряжении сток–исток UDS
УДК 621.314
МОДЕЛИРОВАНИЕ СХЕМЫ ИСТОЧНИКА ТОКА ДЛЯ ПОДДЕРЖАНИЯ РАЗРЯДА В ЛАМПАХ НАКАЧКИ ТВЕРДОТЕЛЬНЫХ ЛАЗЕРОВ
В.В. Тогатов, Е.М. Соложина, Р.А. Сидоров
Предложена схема поддержания разряда в лампах накачки твердотельных лазеров. Разработана математическая модель процессов в схеме, по результатам анализа которой дана методика расчета параметров схемы и построена ее вольт-амперная характеристика. Сформулировано условие получения максимальной частоты коммутации в схеме. Ключевые слова: источник тока, лампа накачки, поддержания разряда, вольт-амперная характеристика, условие
максимальной частоты коммутации.
Введение
В работе [Л] приведена простая схема поддержания разряда в лампах накачки твердотельных лазеров. Относительно лампы накачки и накопительного конденсатора эта схема симметрична силовой схеме, причем обе схемы имеют общую шину. Это позволило для питания обеих схем использовать один высоковольтный источник. Однако в ряде применений цепь лампы в схеме поддержания разряда должна быть гальванически развязана. Кроме того, у ламп с большой длиной разрядного промежутка величина напряжения, при котором схема «подхватывает» поджиг, может превосходить 1000 В, что превышает напряжение питания силовой схемы. В этих случаях предпочтительнее использование предложенной в данной работе полумостовой резонансной схемы на МОП-транзисторах.
Особенностью схемы поддержания разряда является то, что величина выходного напряжения схемы при переходе от режима холостого хода к режиму работы под нагрузкой может измениться на порядок. До поджига лампы схема поддерживает на выходе заданное высокое напряжение (1000 В и выше). После поджига это напряжение резко падает и устанавливается в соответствии с вольт-амперной характеристикой лампы и величиной выходного тока, определяемого режимом работы схемы.
В отличие от используемых полумостовых схем, в предлагаемой схеме накопительные конденсаторы шунтированы обратными диодами, что позволило эффективнее использовать коммутирующие транзисторы и избежать неконтролируемого перезаряда конденсаторов в контурах с высокой добротностью. При проектировании схемы анализировалась ее работа в двух режимах: холостого хода (при выключенной лампе) и под нагрузкой (после поджига лампы).
Режим холостого хода
Схема поддержания разряда на МОП-транзисторах VT1 и VT2 (рис. 1) получает питание от источника постоянного напряжения (на схеме не показан), шунтированного фильтровым конденсатором CIN. Напряжение источника UIN делится между конденсаторами C1 и C2 с равными емкостями C1 = C2 = C, которые шунтированы обратными диодами VD1 и VD2. В диагональ моста включены дроссель L1 и первичная обмотка трансформатора Т1 с индуктивностями намагничивания L и рассеяния LS. Вторичная обмотка трансформатора подключена к схеме удвоения напряжения, состоящей из конденсаторов C3, C4 и диодов VD3, VD4. Высоковольтное напряжение UOUT с выхода удвоителя через дроссель L2 (на схеме не показан) подключено к электродам лампы.
Управление транзисторами VT1 и VT2 осуществляется драйвером IRS21531DS, который задает частоту работы схемы и формирует на выходах LO и HO прямоугольные импульсы напряжения с равной
амплитудой и длительностью. При этом начало импульса на одном выходе сдвинуто относительно конца
импульса на другом на 0,5 мкс.
Проанализируем работу схемы в режиме холостого хода (до поджига лампы), имея в виду, что
транзисторы VT1 и VT2 поочередно переключаются через равные промежутки времени. При этом каждый из конденсаторов С1 и С2 поочередно разряжается с напряжения UIN до нуля в течение одного полупериода и вновь заряжается до напряжения UIN в течение следующего полупериода.
Для определенности будем считать, что в начале рассматриваемого этапа (t = 0) напряжение на
конденсаторе C1 равно UIN, а на С2 – нулю. Иными словами uC1(0) = UIN и uC2(0) = 0. Ток через индуктивность L1 и первичную обмотку трансформатора в начале этапа также равен нулю: iL(0) = 0.
При включенном транзисторе VT1 происходит резонансный разряд конденсатора C1 через индуктивность L1 и первичную обмотку трансформатора. Напряжение на C1 uC1(t) и ток через индуктивность контура iL(t) изменяются по закону
uC1 t UIN cos
t, 2LC
(1)
iL t U IN
2C sin L
t. 2LC
(2)
В этих выражениях L = L1 + L – суммарная индуктивность контура разряда, C – емкость конденсаторов C1 и C2.
50 Научно-технический вестник Санкт-Петербургского государственного университета
информационных технологий, механики и оптики, 2011, № 4 (74)
В.В. Тогатов, Е.М. Соложина, Р.А. Сидоров
IN
a
IN b
OUT
OUT IN
Рис. 1. Принципиальная электрическая схема
Если при изменении полярности напряжения на C1 не происходит выключения VT1, то диод D1
смещается в прямом направлении, и ток iL коммутирует из цепи C1 в цепь VD1. В дальнейшем этот ток
замыкается в новом контуре вплоть до выключения VT1. После выключения VT1 в момент t = t1 происхо-
дит быстрый заряд собственной емкости транзистора VT1 CVT1 до напряжения UIN и разряд емкости тран-
зистора VT2 CVT2 до нуля за время
t
U IN
CVT1 CVT iL t1
2
.
(3)
В этом выражении iL(t1) – ток через индуктивность L в момент выключения VT1. Если время выключения транзистора VT1 в несколько раз меньше величины Δt в (3), то выключение VT1 происходит при напряжении сток–исток UDS